串并联谐振高压脉冲电容充电电源的闭环控制

1 引言

高压脉冲电容能在很短时间内迅速释放其储存的能量,形成强大的冲击电流和冲击功率,因此广泛应用在激光核聚变、X光机、粒子束武器等领域。脉冲电容器的能量存储主要靠高压直流充电电源来实现。

文献利用LC串联谐振电路研制了一台40 kW/10 kV数字化高频高压脉冲电容充电电源,重点对提高功率密度和安全性能方面进行了研究,但未考虑分布电容。文献基于移相闭环控制LCC串并联谐振设计了电火花加工电源,克服了传统电火花电源体积、重量大,效率低的问题,但谐振电流连续,开关损坏较大,未考虑功率输出。

这里通过分析,研制了LC串联谐振变换器的实际电路,针对限功率条件下充电电流减小,利用率低,充电速度慢等问题,采用闭环控制策略对等效LCC串并联谐振电路进行控制,提高了充电速度和电源利用率,效果良好。

2 3kWLC串联谐振电容充电电源

交流输入整流后直流侧电压为200 V,电源输出电压7 kV,功率3 kW。由LC串联谐振特性,根据恒流、峰值限定和输出功率,计算选择电路参数为:开关周期Ts=100μs,谐振电容C1=1μF,谐振电感L=60μH,谐振周期 ,Ts>2T1,满足软开关条件。

2.1 谐振充电电源系统框图

图1示出充电电源系统框图,系统分为主电路和检测控制电路。主电路220 V/50 Hz交流电压经过EMI滤波、全桥不控整流和LC滤波后得到直流母线电压(AC/DC),母线电压经过全桥逆变和谐振网络变为高频交流信号(DC/AC),通过高频变压器升压和高压硅堆整流成高压直流(AC/DC)对高压脉冲电容负载充电。

控制系统核心为TMS320F2812型DSP,实现与上位机串行通信、系统上电/断电控制、充电电压采集以及PWM驱动信号产生等功能。
2.2 充电电源主电路的实现

按照串联谐振电源输出功率3 kW,输入功率至少为:Pin=Po/η=3.5 kW。根据此输入功率可计算输入整流桥和LC滤波电路部分参数,整流桥选择KBPC3006,30 A,600 V;滤波电容1 640μF,900 V;滤波电感20 mH,16A。

逆变选用两个75 A/600 V SKM75GB063D型IGBT,该谐振电路实现软开关,开通和关断损耗均较低,因此IGBT缓冲电路参数可选择较小容量,RCD缓冲电路中缓冲电容选用聚丙烯薄膜低感电容,缓冲电阻选用低感或无感金属碳膜电阻,二极管为快恢复二极管。

主电路中核心器件为高频高压变压器,其漏感和分布电容参与软开关谐振的工作过程,对电路有很大影响。需合理选择变压器匝数、变比、磁通密度以及绕组工艺。变压器工作频率约为20 kHz,为减小体积重量,铁心选择超微晶合金C型铁心,变压器功率3 kW,高压侧电压7 kV,变比1:35。

高频变压器初级漏感外串电感作为谐振电感,共60μH,串联谐振电容选用高频无感金属化薄膜电容1μF/630 V。

2.3 充电电源控制电路的实现
   
控制系统核心DSP选用TMS320F2812,32位定点DSP,该款芯片在C2000系列DSP中性能、资源、成本等方面综合占优势。

用TMS320F2812事件管理器(EV)产生PWM信号,可编程软件控制死区。PWM信号有4路,两路为一对,信号相同,因DSP输出驱动能力不足,利用逻辑门极比较器等外部电路增强驱动能力。

系统需检测高压脉冲电容负载的充电电压,用精密电阻分压器分压采集,信号需与控制电路隔离,采用线性光耦和精密运放组成信号隔离和调理电路,处理完的模拟信号送入A/D,光耦前后电路需要隔离电源。

系统负载为高压脉冲电容,充电电压的斜率与充电电流成比例,可根据I=C△u/△t计算某一时间段的平均充电电流。
3 串联谐振实验效果及特性分析

3kWLC串联谐振脉冲电容充电电源完成后调试正常,恒频条件下对600μF,15 kV高压脉冲电容进行7 kV充电实验,通过示波器得到图2所示恒频时谐振电流iL包络和充电电压Uo波形。

由图2可见,充电到7 kV充电时间为22 s。由iL包络看出其峰值为35 A,峰值先稍微增大,到充电后期逐渐减小到零。

对于电容性负载,,若电流恒定,则Uo上升速率不变,故Uo波形斜率可反映充电电流变化。图2中Uo波形斜率说明充电电流开始较大,0~4 kV阶段,电压变化率较小,充电电流变化较少,而在4~7 kV阶段,电流随着电压升高迅速减小,说明实际电路不是恒流充电的LC串联谐振电路,电路中高频变压器和整流硅堆存在分布电容,导致串联谐振电路变为LCC串并联谐振。

系统实际等效电路如图3所示,其中,并联谐振电容C2等效为变压器和整流硅堆分布电容,L为谐振电感,C1为串联谐振电容。

串并联谐振电路中,负载电容Co通过整流桥及变压器与C2并联,当C2两端电压使整流硅堆导通时,Co连接到电路中,电路为L和C1串联谐振,谐振周期为T1。当C2两端电压小于等效负载电容电压,整流硅堆不能导通时,Co与电路断开,此时电路为L,C1和C2谐振,谐振周期为T2。随着Co电压的升高,Co连接到电路的时间减少,谐振周期逐渐减小,而LC串联谐振周期不变。图4示出2 kV,4 kV时iL与Uo波形,对比图4a,b得,随着Uo的升高,谐振周期变短,符合串并联谐振特点,证明实际电路为串并联谐振。

恒频时充电电流逐渐减小,输出功率呈波峰状,输出功率最大为1.5 kW,远小于设计的3 kW。在充电开始后一段时间即达到最大值,然后输出功率逐渐减小。

根据上述分析得出该电路存在的问题:①实际电路为LCC串并联谐振,随着Uo升高,充电电流减小,越到后期充电速度越慢;②由于充电电流减小,造成输出功率降低,达不到设计目标。

针对以上问题,采用充电电流闭环控制策略可使充电电流维持恒定,实现理想LC谐振恒流充电。但从输出功率角度分析,电流闭环恒流充电输出功率曲线与电压相同,充电末期输出功率最大,在限制输入电源功率的场合,仅能按照最大功率值设计电源,而该电源只有在最后阶段才达到最大功率输出,电源利用率低,电源体积重量也较大。单纯的电流闭环并不是最佳的控制策略。根据实际LCC串并联谐振功率输出波峰状曲线,考虑使LCC达到较大功率后实现恒功率输出(例如按1.2kW),不仅可以相对恒频控制提高充电速度,还能减小电源的功率等级,从而减小体积重量,适合限功率、小型化场合。

4 闭环控制策略及软件实现

根据上述分析,在实际LCC串并联谐振电路中加入闭环控制策略,控制思想为:①充电开始阶段,采用电流闭环,使充电电流不变,为恒流控制;②根据功率变化曲线加入功率闭环,在电源充电达到设定功率后改变充电电流,维持该功率输出恒定,直到临近设定充电电压(95%),此阶段为恒功率控制:③在充电电源临近设定充电电压时(95%),为提高充电精度,采取降低开关频率,小电流充电,甚至可在达到充电电压时,根据系统泄漏电流保持电容电压恒定。

系统实现闭环控制时,需要反馈量,此系统需要充电电流、输出功率和Uo。为简化,系统仅采集检测Uo,充电电流值根据Uo变化率计算得到,输出功率通过Uo和充电电流相乘得到。

控制系统中,PI控制器因其控制简单迅速,能克服余差,有良好的控制效果得到广泛应用。图5为PI闭环控制软件流程图。

将模拟PI控制变成采用DSP实现的数字PI后,控制性能更加灵活。数字PI控制器模型为:

系统中因电流和功率控制要求不高,为防止频繁动作,电流闭环和功率闭环都采用带死区的PI调节器,在误差超出死区范围时才进行调节控制。
软件实现时,充电启动命令,先对DSP的EV赋初值输出PWM开始充电,定时器0定时中断后,采集电容两端电压值U1,等待定时器0下一个定时中断,采集电容两端电压值U2,根据U1,U2,电容容量Co以及定时器0定时中断时间T计算充电电流和功率:

Io=Co△u/△t=Co(U2-U1)/T,P=UIo=(U1+U2)Io/2       (3)

计算出充电电流和功率后,判断如果未达到设定功率(1.2 kW),采用电流PI控制算法,改变逆变部分开关频率和占空比,维持充电电流恒定;如果达到设定功率后,采用功率PI算法,改变逆变部分开关频率和占空比,使输出功率恒定。在未达到设定电压95%前,不断地循环采集计算,执行PI控制,到Uo达到设定电压95%,EV PWM赋初值,小电流充电,达到设定的Uo,PWM停止输出,完成充电。

电容充电完成后,若没有立即释放,由于电容或放电回路存在泄漏电流,导致电容两端电压逐渐减小,如果要求电压精度较高,还可在充电末期加入小电流恒压,保持闭环控制。

5 闭环实验结果及分析

完成软件编写调试之后,利用600μF,15 kV高压脉冲电容进行闭环控制充电的实验,设定Uo=7 kV,功率1.2 kW。图6a示出闭环后iL包络和Uo波形。对比图6a与图2可知,恒频时7 kV充电时间22 s,闭环后充电时间为17 s,充电速度明显变快。图6a中Uo波形前一阶段斜率基本不变,为恒流充电。

根据实验数据记录得图6b所示闭环后Uo、充电电流Io和输出功率Po曲线,Po最大1.2 kW,在达到1.2 kW前Io基本恒定,充电到接近7 kV时Io改为小电流,Po下降。实验效果理想。

采用闭环控制后,可实现1.2 kW恒功率输出,原设计的3 kW电源系统主电路参数均可减小,从而减小变压器、滤波元件、开关管等体积和重量,在设计其他电源时可减小电路功率等级,对电源的小型化和减轻重量有重要意义。

需注意的是,闭环控制调节开关频率时,开关频率有一个限制范围,需保证满足IGBT的软开关。通过观察恒频控制时各个充电阶段的谐振周期,判断出谐振周期的变化范围,根据此变化范围来确定开关周期的变化范围,使开关周期大于2倍谐振周期,实现软开关。

通过实验发现,恒频控制时充电后期谐振周期缩小到35μs,谐振正半周时间变化较小(分布电容较小),故末期开关周期必须大于70μs,导通时间大于25μs,取开关周期最小为72 μs,导通时间最小为26μs(导通时间不变),在PI控制过程中需要满足此限制,故系统需要既调节开关频率,又调节占空比。开关周期的最大限制可在满足应用的条件下选择合适的值。

图6c示出采用闭环控制后充电到6 kV时的iL和Uo,由图中iL波形可见充电到6 kV时,谐振电流仍为断续,谐振正半周大概25μs,满足软开关。

6 结论

实际的LC串联谐振电容充电电源都是LCC串并联谐振,采用闭环控制策略可改善LCC串并联谐振电路的性能,提高充电速度及电源利用率,降低电源功率等级,减小电源的体积和重量,适合限制功率,要求小型化的场合。

 


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