高频高压线性放大器相关技术结论与探讨

(1)前言
高频高压线性放大器常应用在物理领域中,如压电传感器、光电调制器、液晶显示器等。本文介绍的电路系用在CO2 线性调频脉冲激光器中。为了达到要求的频率范围,晶体端电压必须达到7KV,频率在500HZ—7KHZ, 非线性误差小于0.1%,直流48V供电时功耗不大于60W。
此电路的关键指标是三角波的保真度。此电路的负载具有明显的容性,晶体附加连接线的总电容约为50pf,它要求在正负半周内能送出或吸收数MA的恒定电流,此外还要求型号频带宽度位数MHZ。如此具有高综合指标的电路以往还很少见。
 
(2)设计要点
 
众所周知,电容的端电压与流过它的电流由下式决定:
I = CLdv/dt
当前要求用驱动电路供给“推、拉”电流,驱动负载,如果在低压工作条件下,可以使用B类拓扑电路实现,而且功耗小、电路简单;但此处要求工作在数千伏的高压下,是行不通的,因为电压低的驱动级和高压输出级间必须有很高的直流绝缘。固然,采用光电隔离是可行的,然而其非线性会引起工作不稳定,特别是不能开环工作,必须加闭环反馈。
采用级联输出方式的A类推挽放大器则不会有上述问题。但存在的缺点是必须提供较大的静态电流,从而导致功耗增大。实际上,在用三角波电压驱动电容负载的条件下,采用B类和A类推挽电路作输出各有长短;B类推挽功耗及静态电流小,但线性度差,而A类推挽电路恰好相反,同时要求由较高的直流电源供电。综合考虑极间耦合的易行性和功耗的适度性两个因素,取其折中方案即如图1所示采用恒流源代替具有充电负载的A类拓扑电路。该电路在最大转换功率时的功耗仅为B类推挽电路的两倍。
在此电路中,晶体电容为CX,连接电缆电容为20—30PF, 用两个3.5KV的高压电源以反相桥方式向放大器供电,可在70μs 的时间内提供7KV的电压偏移量。即获得
dv/dt=100V/μs,
I0=(CX+C0/2)dv/dt=4MA
这样每个放大器的功耗是14W,两个便是28W。此值比预设的60W小,甚至在DC/DC转换效率为50%时仍然能满足要求。对于无源设备,其输出电容大体上可以认为与最大电流变化率呈线性关系。但此线路的AC功能不理想,故须另辟新径,找出更好的解决方法。
图二所提供的正是一个较理想的线路。它的输出级采用多级MOSFET串联,它们具有相近的电气性能参数特别是耐压值尽量一致。以往的资料介绍过使用SIPMOS,BSS125或BSS135等N沟道MOSFET或耗尽型MOS是比较理想的。实验表明该电路寄生电容小,允许使用高阻值的偏移电阻,而且功耗和电源成本都比较小。
 
(3)放大电路
 
  3.1 多级MOSFET串接
  该恒流源由12只MOSFET, Q13—Q24和连接它们的偏移电阻组成。Q13是耗尽型MOSFET,R3和R4是预偏置电阻,用来调节各级的偏移电压;Q14—Q24 是提升电压部分,做自动跟踪调节电压用,以保证各级漏源间及漏栅间电压小于300伏,在这样的条件下,每个单元的功耗均小于1W;同样“吸电流”电路部分由Q1—Q12组成,他是被运算放大器输出端电压直接控制的。
  3.2 反馈网络
输出电压的恒定分量是通过分压器R1,CI,R2,C2取得的,并加到高频模拟运放芯片IC1  AD 840的反相端上,这4个元件的调整对于获得最佳放大功能至为重要。R1,CI 必须能经受输出的全部电压,元件本身参数的变化都会影响输出电压的线性度,同时也会导致谐波失真加大,电阻R1, 10MΩ必须选用WELWYN T43系列产品,其电阻电压系数低,仅为10-6Ω/V,C1与R1并联在于减少R1分布电容的影响。此外,电路中的负反馈网络只靠C2无法取得良好的补偿。C4是射频微波电容,5μf,耐压2.5KV其介质损耗小,电压系数也小,比较理想。未了取得较高的热稳定性,R2,C2均须使用优质器件。这样配置可得到比较理想的频率补偿,使设备的各项指标满足要求,最终达到预期效果。
经测定,此系统的闭环增益为350.
 3.3 稳定性及补偿
 系统对小信号的响应取决于运放与串级MOSFET输出级(包括负载)的传递函数乘积。如调节不当,系统一旦闭环就有可能出现震荡,为防止这种情况出现,应当通过调整局部反馈电容C3的大小扩展放大器的频带,并用C4提升频带的高端频率,使带宽至少超过1MHZ。
 3.4  调整电流
 预置电阻R3及R4是控制来自级联MOSFET放大器上半部的源电流,即“推电流”,用R3 调Q13的偏压调整最大充电电流的幅度;电阻R4 决定“吸电流”的大小(该电流由负载流如放大器,在输出端与推电流方向相反)。注意,在负载放电的半周期中Q13 关断,可以看出此时的串级式MOSFET的工作状态就和B类推挽放大器类似了,从而减低了设备的功耗,提高了电源的效率。实验中还发现如R4太大,则系统的线性度和稳定性受损;由于
MOS阈值电压具有负温度特性,故Q13 对于温度变化也是比较敏感,这样也就对稳定性产生一些影响。第三,R5 相对于分压器的其他电阻应当小一些,这样可以降低Q13 的平均功耗,从而使温度稳定度得到提高。
3.5  影响输出电压变动的因素
 串级MOSFET输出级的上下臂中的每个管子的饱和电压在50伏左右,它相对于最大的输出电压来说影响不大;
 可控的最大负载电流在一定程度上取决于瞬间输出电压,甚至在负载为纯容性时,流过偏流电阻的电流实际上也被串级MOSFET分流。当输出端相对输出中点电压最大时,此分流电流之值约为 1.5MA,但这对于较大正弦信号的响应特性几乎没有影响;如果负载中含有电阻成分,则最大充电电流值将会小一些。
 运算放大器输入端的偏移电压的大小会影响输出端中点的静态电流值,建议IC2使用芯片2951可调电压稳压器,而且它和信号源耦合是交流的。实验表明此电路能保证输出电压的线性范围最大化;同时保证无论设备工作在静态或是动态时各级MOS的功耗均衡。
 
4、.测试方法:
 
从略。
 
 5..结论与探讨
 
5.1 初步调试
 在给定负载下为获取最佳充电电流即最大设备效率,先将R3和R4调到适当值。为此
①将高端(HT)电压先调到1000伏,以减小调整过程中的难度,同时也减小调整过程中的功耗;
②调输入直流偏压,将输出静态电压为电源电压1/2;
③R4暂调成零,R3调到最大值,输出电流约为10MA;再调R4将工作电流减到6MA左右;
④升高电源电压到额定,重调输入偏压。
⑤调反馈元件R2和C2以获得最佳频率响应和闭环增益;
以上最佳状态只是在方波小信号的情况下调得的,最后还要在大信号下细致调整。
 如负载电容地域20PF,调整过程会更难一些。但无论如何,通过调整C3、C4可以在稳定性和带宽是能够找到一个较好的折中方案。
5.2 小信号性能
 图三是小信号电压增益和相位滞后对频率的依存关系,输入信号峰峰值为10MV,单端输出电路的总电容为50pf,全程增益变化仅为±0.5db,频宽1.0MHZ频带中点的增益量是50.8db,当频率升到2.0MHZ,增益迅速降到4.0db。此结果符合要求。
 从图3中还可看出其相位特性,其滞后角度与频率成正比。
5.3 谐波失真
 见图4所示是输出电压的二次谐波失真V(2F)相对基波V(F)的关系曲线;当输入正弦电压的条件下,此曲线近似是抛物线。P-P为峰峰值。从图中可以看出在全程输出(3.4KV)范围内,谐波失真小于0.04%,测试结果其他各项指标也符合要求。
5.4 输出电容
5.5 三角波品质指标
5.6 温度稳定性及噪音指标
 
 6.结论
 本文介绍的高压高频放大器能向电容负载以单端形式输出峰峰值为3.4千伏的三角波电压,充放电电流为8.0MA;并具有良好的大、小信号的响应状态。在大信号是谐波失真包含基波和二次谐波两部分,在全程范围内小于0.04%,三角波的线性失真度为±0.01%(试验频率为1.0KHZ),在高频工作条件下,相位失真是主要的。当负载电容为50pf,频率升到7.0KHZ时,线性度降到±0.3%。

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