CMOS求和比较器在PWM开关电源控制中的应用

1 引 言

开关电源体积小、重量轻、变换效率高, 因此广泛应用于各种电子设备中。它体积小、重量轻、功率因数高,具有较高的工作效率,但结构过于复杂使它的应用受到一定的限制。下面就这个问题提出一个可行的解决方法。

开关电源电流PWM控制的基本原理

电流控制的PWM技术是一种新颖的控制技术,1967年由美国BOSE公司提出。该技术有不同路线方案来实现,其共同特点是:利用电感电流的反馈直接去控制功率开关的占空比,以实现峰值电流对电压反馈的跟踪。下面我们就通过分析利用电流控制的PWM降压变换器来了解这一技术的基本原理。

图1给出了电流控制的PWM降压变换器的基本组成。

图1 电流控制的PWM降压变换器的基本组成

从该电路可以看出,反馈电路由两部分组成:输出电压U0经采样电路(未画出)得到反馈电压Uf反馈到误差放大器的反向端,基准电压UR加至误差放大器同向端,构成常规的电压反馈,即电压外环;由电阻RS上检测得到的电流反馈信号US和误差放大器的输出Ue分别加至PWM比较器同向端和反向端,构成了电流内环。PWM比较器输出加至触发器的R端,时钟振荡器从S端向锁存器输出一系列恒定频率的时钟信号。当功率管导通时,随着电流的增大电流检测信号US也同时增大,直到同Ue电压相等时PWM比较器输出高电平,使锁存器输出转为低电平,功率管关断。时钟振荡器输出的稳定时钟信号通过锁存器控制着三极管的通断。由此可以看出,由于引入了电流反馈,对输出电压有前馈调节作用,提高了系统的动态响应,由于电感电流直接跟随误差电压的变化,输出电压就可以很容易的得到控制。电流内环还使开关电源变换器易于实现并联运行,有利于实现变换器的模块设计。

电流控制PWM技术有很多优点,如电压调整率好;回路稳定性好,负载响应快;功耗小;有较好的并联能力等等,但同时它的缺点也是不能忽视的:占空比大于50%时系统可能出现不稳定性,可能会产生次谐波振荡;在电路拓扑结构选择上也有局限,在升压型和降压-升压型电路中,由于储能电感不在输出端,存在峰值电流与平均电流的误差。针对这种情况,当占空比大于50%时,一般是采用谐波补偿的方法来克服缺点。但在实际应用中,由于输出级的电感L和电容C的存在,当开关电源的负载发生变化时,误差放大器必须调整自己的补偿以使自己达到稳定,但实际电路中大都采用集成PWM控制器件,不可能根据负载的变化及时对误差放大器做出调整,系统的自适应能力较差。

3 加入求和比较器的新型电流控制模式

为了解决开关电源自适应能力差的缺陷,对原来的降压型变换器进行改进,得到如图2电路

图2 改进的电流控制的PWM降压变换器的基本组成

与图1相比, 图2中检测电感电流的采样电阻RS的位置发生了变化,将其从三极管的射极移到了输出端,这样电阻RS两端的电压就反映了采样电流的大小。与此同时,用一个CMOS求和比较器代替了原来的两个运算放大器,工作原理如下:U+ 、U_为谐波补偿信号,组成一组差分信号,反馈电压Uf和参考电压Uref分别加至一对正负端,为一组差分信号。只有当U+、Uf、U1相加之和等于U_、Uref、U0之和时,求和比较器输出高电平,锁存器输出低电平,三极管断开,表明输出电压处于稳定状态;三极管断开后,变压器的原边通过续流二极管放电,变压器副边电流减小,因为电容两端的电压不能突变,所以U0在三极管断开的瞬间不变,U1减小,和其他五个参量共同输入求和比较器,直到求和比较器输出低电平,当时钟脉冲再次来到时锁存器输出高电平,三极管再次导通。由此可见,控制信号的产生只与反馈信号(输出电压反馈信号和电感电流大小的反馈信号) 和独立的谐波信号有关, 不再存在与开关电源滤波结构的电感和电容值相关的频率补偿问题, 既保证了系统的稳定性, 也实现了自适应控制。

求和比较器的电路结构如图3 所示。

图3 求和比较器的电路结构

该比较器结构是折叠式的, MOS管M 1-M 6 组成3 对差分对。实现3 组电压和的比较是通过电流和的比较而实现的, MOS管M 1, M 3 和M 5 所形成的电流和通过MOS管m 16-m 17折叠到输出缓冲电流镜的m 15的漏端, 同样M 2, M 4 和M 6 所形成的电流和通过MOS管m 18-m 19折叠到输出缓冲电流镜的m 14的漏端, 再经MOS管m 9 获得R 信号。也即脉冲宽度调制信号。

4 结 语

上文对利用CMOS求和比较器实现PWM电流控制方法进行了阐述,该方法简化了传统电流控制接法的电路结构,省略了误差放大器,从而提高了输出信号的速度和精度,减小了芯片的面积,降低了制作成本,有利于系统集成。理论上该方法具有输出电压稳定、高速、精确的优点,经模拟和实验后应可用于各种高效的电流PWM控制电路。


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